【倾佳副总杨茜-死磕难点痛点】第 08 篇
作者：杨茜（倾佳电子副总）
摘要：级联 H 桥型 SST 的每个功率单元都是单相变换器，交流侧瞬时功率含 100Hz 分量，参考平台按 ±5% 纹波给每单元配 2.0mF 薄膜电容，21 单元合计 42mF。一旦某相旁路一个单元，按原思路要保 1650V 上限又要满足 1497V 交流峰值，单元电容需要 4.2mF。本文算清 100Hz 脉动能量账和单元电压偏离的来源，提出三步方案：旁路运行时用中性点偏移把单元交流需求从 1497V 压回 1350V；由 DAB 把一部分 100Hz 脉动功率直接送到 800V 公共母线，利用三相 100Hz 功率在公共母线上天然抵消；相内与相间均衡全部交给 DAB 功率分配完成。单元电容定为 1.4mF，比参考值少 30%，比「旁路不做偏移」的方案少 67%。
关键词：级联 H 桥；100Hz 功率脉动；电容电压均衡；功率穿透；中性点偏移；输入串联输出并联
1 痛点在哪里
1.1 现象：电容是单元里最大的那块东西
参考平台每个功率单元的 1500V 直流母线挂 2.0mF 薄膜电容。按薄膜电容 0.25J/cm³ 的体积能量密度、1800V 额定电压折算，单只单元的电容体积约 13L，比同一单元里的四只 2300V 半桥模块、两只 1200V 半桥模块加驱动板的总体积还大。21 个单元的电容合计 42mF，在 1650V 时储能 2.7kJ 每单元。单元内部短路时，这 2.7kJ 在几微秒内泄放，决定了母排熔断和模块炸裂的严重程度（第 10 篇讨论）。
电容做大的原因只有一个：单相 H 桥交流侧瞬时功率里有两倍工频分量，这部分功率在每个单元内部只能由电容吞吐。
1.2 为什么难：三个约束同时压在母线电压上
单元母线电压被三条线夹住：
上限：2300V 器件关断过冲余量（第 03 篇）和宇宙射线失效率（第 02 篇）都要求母线峰值不超过 1650V，长期运行最好不超过 1600V。
下限：H 桥要合成交流电压，母线谷值必须高于单元交流峰值需求再加 5% 调制余量。7 单元运行、电网 +10% 时单元需求 8981/7 = 1283V，下限 1347V；6 单元运行时需求 8981/6 = 1497V，下限 1572V。
纹波：100Hz 脉动在上下限之间摆动。
7 单元运行时上下限之间有 1347–1650V 共 303V 空间，放下 150V 峰峰值纹波不难。难的是 6 单元运行：1572–1650V 只剩 78V，按这个窗口算需要 4.2mF 电容，是 7 单元的两倍多。参考平台写「6 单元运行母线抬到约 1600V」，就是这个窗口逼出来的，而 1600V 长期运行对宇宙射线失效率的代价在第 02 篇已经算过。
1.3 工程上吃过的亏
第一类亏：按 7 单元额定工况定电容，冗余旁路那天才发现单元母线纹波顶到 1650V 过压保护，冗余变成了「能旁路但不能满载」。
第二类亏：级联 STATCOM 的经验直接搬过来。STATCOM 相间均衡靠注入零序电压，相内均衡靠逐单元修正调制比，调制裕量被均衡动作吃掉一块。SST 有 800V 公共母线，这套办法大部分是多余的，还白白占了本来就紧张的调制裕量。
第三类亏：单元调制不做电压归一化。同一相 7 个单元用同一个占空比，母线电压高的单元吸收的交流功率更多，dP/dV = P/V = 143kW/1500V = 95W/V，这是正反馈。按 1.4mF 电容，时间常数 τ = C·V²/P = 1.4mF×1500²/143kW = 22ms，几十毫秒内相内单元电压就开始发散。
2 机理与算账
2.1 单元 100Hz 脉动能量
单元交流电压 v = Vu·sin(ωt)，电流 i = I·sin(ωt − θ)，瞬时功率：
p(t) = S·cosθ − S·cos(2ωt − θ)，其中 S = 0.5·Vu·I
脉动分量幅值为 S，一个 100Hz 周期内电容吞吐的能量峰峰值 ΔE = S/ω，对应母线电压峰峰值：
ΔVpp ≈ S / (ω·C·V0)
7 单元额定：S = 0.5×(8165/7)×245 = 142.9kVA，ω = 314.16rad/s，ΔE = 455J。V0 = 1500V、ΔVpp = 150V 时 C = 455/(1500×150) = 2.02mF，这就是参考平台 2.0mF 的来历。
脉动幅值 S = 0.5·Vu·I 只与单元交流电压和电流幅值有关，与有功功率无关。SST 在储能和算力场景常被要求提供无功支撑，线电流 173A 不变而功率因数降到 0.9 时，有功降到 0.9pu，脉动幅值仍是 142.9kVA，电容负担一点没减。极端情况下 SST 以纯无功方式运行（夜间储能不充不放、只做电压支撑），有功为零，每单元仍有 142.9kVA 的 100Hz 功率在电容里吞吐。所以下文的穿透调度一律按视在功率而不是按有功功率触发，穿透时 DAB 在 ±k·S 之间双向摆动，平均功率为零。
2.2 六个工况的电容需求
按「上限 1600V 常态、1640V 限 60 秒」「下限 = 1.05 × 交流需求 + 50V 动态余量（常态）/ +10V（短时）」的规则，逐工况算不做任何穿透时所需的电容：
两个判断从这张表里直接读出来：6 单元不偏移是整张表的瓶颈，4.21mF 比任何其他工况高一倍以上；做了中性点偏移之后，瓶颈降到 2.36mF，仍然比 7 单元额定的 2.02mF 高。所以砍电容要分两步走，先砍掉 6 单元的窗口瓶颈，再用穿透把剩下的需求压下来。
2.3 中性点偏移把 6 单元的交流需求压到 1350V
a 相旁路 1 个单元，剩 6 个；b、c 相各 7 个。在三相电压参考里叠加一个与 a 相同相位、幅值为 −0.098pu 的零序基波电压（三相三线系统，零序电压不产生零序电流），三相单元承担的相电压幅值变为 a 相 0.902pu、b/c 相 1.052pu，b、c 相电压相位各向 a 相方向偏移 4.6°（从 ±120° 变为 ±124.6°），线电压不变。每单元需求：
a 相：0.902 × 8981 / 6 = 1350V
b、c 相：1.052 × 8981 / 7 = 1350V
三相单元需求相等，都是 1350V，与不偏移时的 1497V 相比降了 147V。零序电压幅值 0.098 × 8981 ≈ 880V。代价是三相各自传输的有功功率不再相等：a 相每单元 150.3kW、6 单元合计 902kW，b、c 相每单元 149.9kW、7 单元合计 1049kW。在 STATCOM 里这种相间功率不等要靠额外的均衡控制，在 SST 里不需要，理由在 2.5 节。
中性点偏移本身是第 11 篇旁路冗余的内容，这里只用它的结论：它让 6 单元运行的母线下限从 1572V 降到 1468V，窗口从 78V 放大到 132V。
2.4 脉动功率在 800V 公共母线上三相抵消
三相平衡时，三相 100Hz 脉动功率的相量之和为零：
Σ p̃x = −(1/2)·Σ Vx·Ix·cos(2ωt + ∠Vx + ∠Ix) → 相量和 Σ Vx·Ix = 0
对 6/7/7 偏移工况也成立。三相电压相量 Vx = Ex + Vn，其中 Vn 为零序偏移，电流 Ix = Ex（功率因数为 1），则 Σ Vx·Ix = Σ Ex² + Vn·Σ Ex = 0 + 0 = 0。数值验证：a 相 100Hz 功率相量 0.451，b 相 −0.226 + j0.475，c 相 −0.226 − j0.475，和为零（每相幅值不同，但相位自动错开）。任意零序注入都不破坏这个抵消。
这意味着：如果每个单元的 DAB 把自己的一部分 100Hz 脉动功率原样送到 800V 母线，21 个单元送出去的脉动在 800V 公共母线上加起来是零。800V 侧看到的是一个恒定功率，单元电容只需要吞吐没有送走的那一部分。
设穿透比为 k（0 ≤ k ≤ 1），DAB 瞬时功率参考：
p_dab(t) = P + k·p̃(t)
单元电容只承担 (1 − k)·S，所需电容按 (1 − k) 同比例缩小。
2.5 为什么 SST 的相间均衡不需要零序注入
每相从电网吸收的有功是 Px = 0.5·|Vx|·|Ix|·cosθx，由电网电压、电流和零序偏移决定，三相可以不等。每个单元只要 DAB 按「维持自己的母线电压」去传功率，a 相吸多少就送多少到 800V，b、c 相同理。三相功率在 800V 公共母线上汇合，公共母线天然就是相间能量交换的通道。
STATCOM 没有公共直流母线，三相之间交换能量只能通过交流侧的零序电压和负序电流绕一圈；SST 的 ISOP 结构把这条路换成了一根铜排。所以本方案的相间均衡不注入任何零序电压，调制裕量全部留给中性点偏移和穿越工况。
2.6 穿透的上限：DAB 能传多少
穿透让 DAB 在一个 100Hz 周期内的功率峰值升到 (1 + k)·S。DAB 最大可传功率：
Pmax = V1·N·V2·φ(π − φ) / (2π²·f·L)
N = 15/8，f = 40kHz，L = 26μH。移相角上限取 1.0rad（超过这个角度回流功率和器件电流有效值急剧上升），1500V/750V 时 Pmax = 220.1kW，1534V/750V 时 225.0kW。这是穿透比 k 的硬约束：(1 + k)·S ≤ Pmax。
漏感不能为穿透去减小。第 06 篇已经算过，漏感从 26μH 减到 20μH 后，轻载 ZVS 边界从 50% 退到 64%。穿透能力与轻载效率在漏感上是互斥的，26μH 是两者的平衡点，电容能砍多少也就被这个点锁住了。
2.7 单元电压偏离的来源与幅度
相内 7 个单元在同一电流下工作，理论上电压相同。实际偏离的来源和 DAB 需要补偿的功率差：
不做闭环均衡，7.15kW 的漏感离散会让单元母线以 7150/(1.4mF × 1500V) = 3.4kV/s 的速度漂移，22ms 就偏出 75V。所以均衡环必须存在，而且 DAB 的功率调节权限要留出至少 10% 额定。
2.8 为什么不加有源功率解耦电路
单相变换器压缩电容的常规办法是加一个有源功率解耦支路：一组半桥加一只小电感和一只允许大纹波的电容，把 100Hz 能量转移到大电压摆幅的小电容上。在本平台上这条路不划算。解耦支路要处理 143kVA 的脉动功率，至少要再用两只 2300V 半桥模块和一只 1500V 级电感，单元器件数从 6 只模块增加到 8 只，驱动板、光纤、辅助电源负荷同比增加；解耦支路自身损耗按 0.5% 脉动功率计约 700W，比穿透带来的 72W 高一个数量级。而 ISOP 结构的 800V 公共母线天然提供了三相抵消，不用白不用。有源解耦适合单台单相储能变流器，不适合三相级联 SST。
3 全碳化硅硬件设计方案
3.1 控制架构
DAB 的功率参考 = P*/21 + ΔPi + k·p̃i(t)，三项相加后换算为移相角。
几个设计选择的理由：
单元调制做电压归一化：每个单元的占空比 = 相电压参考 / (单元数 × 本单元实测电压)，这样单元吸收的交流功率与自身电压无关，把 95W/V 的正反馈切断。归一化用的电压取 10ms 滑窗平均值，避免把 100Hz 纹波乘进调制波里产生三次谐波。
均衡环用 10ms 滑窗平均：100Hz 纹波在 10ms 窗口里正好平均为零，均衡环看不到纹波，不会去和穿透前馈对着干。滑窗带来 5ms 延时，15Hz 穿越频率处相位滞后 27°，相位裕量够用。
穿透只取正序分量：p̃i(t) 由单元控制器用本单元的电压参考和正序电流估计值实时计算，负序引起的 100Hz 功率不穿透，留在单元电容里。原因在于负序 100Hz 功率三相之和不为零，一旦穿透就会在 800V 母线上出现真实的 100Hz 波动。电网 2% 负序时每单元多吞吐 2.86kW 脉动，1.4mF 上产生 4.3V 峰峰值，可以忽略；不对称故障 30% 负序、0.9pu 电压时每单元 38.6kW，产生 58V 峰峰值，落在穿越工况的 280V 窗口之内。
3.2 电容值与各工况的穿透比
单元电容定为 1.4mF。按 2.2 节的窗口规则、每个工况选择 V0 和允许的纹波，求出所需的最小穿透比 k 与 DAB 峰值功率（按最不利的 750V 输出、移相角上限 1.0rad 校核）：
最紧的是 6/7/7 偏移 1.2pu 工况，余量 3.3%，但这是 750V 输出、电网 +10%、旁路、过载四个条件叠加的角点，且只持续 60 秒。输出 800V 时同一工况 DAB 上限升到 240kW，余量 10%。
再往下砍就过不去了。1.2mF 时 6/7/7 偏移额定的峰值功率 224.1kW，与上限 225.0kW 只差 0.4%，1.2pu 工况已经超出；1.0mF 时 6/7/7 偏移额定的峰值功率升到 236.9kW，超出上限 5%。1.4mF 是在 26μH 漏感下能守住全部工况的最小值。
7 单元额定下有两种选择：保持 150V 纹波、穿透比 0.308；或者纹波放大到 200V（1400–1600V）、穿透比降到 0.077。后者 DAB 损耗更低，但母线有 23% 的时间在 1575V 以上，宇宙射线失效率按第 02 篇的曲线上升。本方案选前者，母线峰值守在 1575V。
3.3 穿透的代价
穿透让 DAB 在 100Hz 周期内功率起伏，导通损耗按电流平方平均，总损耗必然上升。逐点积分结果（单元 DAB 级，100Hz 周期平均）：
7 单元额定 800V 输出时每单元多 72W，21 单元 1.5kW，占 3MW 的 0.05%。穿透只在单元视在功率高于 0.69pu 时才需要开启（1.4mF × 1500V × 150V × ω = 99kVA，即 0.69 × 143kVA），按第 06 篇的负载剖面（100% 负载占 15% 时间），平均每单元增加约 11W，全年影响可以忽略。旁路运行的 195W–234W 是冗余工况的临时代价，换来的是不必为这个低概率工况多装 1.0mF 电容。
3.4 电容侧的收益
纹波电流有效值由三部分组成：H 桥单极倍频调制的高频分量 78.7A（载波 4kHz，调制比 0.78）、DAB 初级桥的 40kHz 分量 49.3A、100Hz 分量。穿透后 100Hz 分量从 67.4A 降到 46.6A，总有效值反而下降 10%。电容少了三成，每微法承受的纹波电流从 57mA 升到 74mA，薄膜电容选型时按 1.4mF/110A 有效值、热点温升 ≤15℃ 核算。
储能从 2723J 降到 1906J，单元内部短路时泄放能量少 816J，母排熔断和模块炸裂的后果轻一档。
3.5 800V 侧的布置：按三相三联组抵消
穿透后每个单元 800V 输出电流含 100Hz 分量：7 单元额定时幅值 55A，单元输出电流有效值从 178.8A 升到 182.9A；6/7/7 偏移时幅值 76.5A，有效值 195.5A。这些 100Hz 电流在 a、b、c 三相单元之间循环，总和为零。
循环电流要走得短。800V 母排按「a、b、c 各一个单元」组成三联组，21 个单元分成 7 组，每组在本地子母排上完成 100Hz 抵消，7 组子母排再汇到主母排和各路 500A 馈线。a 相旁路一个单元后，有一组缺 a 相单元，该组的 100Hz 电流不能本地抵消，通过主母排与其他组交换，主母排按 76.5A 幅值的 100Hz 循环电流校核温升。
残余 100Hz：21 个单元穿透增益若有 2% 随机离散，7 单元额定时残余脉动功率 √21 × 2% × 0.308 × 142.9kW = 4.0kW，折合 800V 母线 5.0A，在 21 × 200μF = 4.2mF 的输出电容上产生约 3.8V 幅值。穿透的相位误差更不敏感：光纤通信与采样延时 50μs 对应 100Hz 下 1.8°，残余比例从 (1 − k) = 0.594 变成 |1 − k·e^(j2°)| = 0.594，几乎不变。
3.6 电容变小以后的动态账
电容少了三成，稳态纹波靠穿透补回来了，动态工况要单独核算。单元电容在两类事件里充当缓冲：800V 侧负载突变时，DAB 功率先变，AC/DC 级电网电流要等电流环响应；电网侧扰动时则反过来。
800V 侧突加 1pu 负载，若电网电流滞后 1ms 才跟上，单元电容要独自提供 143kJ/s × 1ms = 143J，1.4mF 从 1500V 跌 70V 到 1430V，仍高于 7 单元下限 1347V；2.0mF 时跌 48V。1ms 的滞后是按电流环 1.5kHz 带宽、没有前馈估计的。本方案把 800V 负载电流测量值作为前馈直接送进总功率参考，电网电流在 0.5ms 内跟上，跌落降到 34V。
突卸 1pu 负载更危险，因为母线在往上限方向走。DAB 在 25μs 内就能把功率降到零，AC/DC 级若仍按原电流送 0.5ms，母线从纹波峰值 1575V 上冲 32V 到 1607V，在 1640V 短时上限之内；若滞后 1ms，冲到 1639V，刚好贴线。所以本方案规定：突卸时 AC/DC 级的电流参考不走积分环，由中央控制器在检测到 800V 电流阶跃后 200μs 内直接清零重建。这一条是电容减小之后新增的硬要求，2.0mF 时 1ms 滞后只冲到 1620V，可以不做。
单元旁路瞬间被切出的单元储能 1575J 不参与相内再分配，旁路后同相其余单元需要在几个工频周期内把母线从 1500V 抬到 1534V（6/7/7 偏移的新中心），每单元需要补充 0.5 × 1.4mF × (1534² − 1500²) = 72J，由均衡环在 60ms 内完成，期间中性点偏移按斜坡投入，偏移幅值与母线抬升同步。
3.7 均衡环的参数
4 由方案反推的碳化硅器件规格
4.1 DAB 初级：倾佳杨茜代理的 2300V 碳化硅 MOSFET 半桥模块
4.2 DAB 次级：倾佳杨茜代理的 1200V 碳化硅 MOSFET 半桥模块
4.3 AC/DC 级：倾佳杨茜代理的 2300V 碳化硅 MOSFET 半桥模块
4.4 驱动板：倾佳杨茜代理的 2300V 与 1200V 模块驱动板
5 验证与落地
5.1 单相 7 单元台架
先在一相 7 单元上验证相内均衡与归一化调制，800V 侧接回馈电源吸收功率。测试项与判据：
单相台架上 800V 侧会看到完整的 100Hz 脉动（没有另外两相来抵消），这是正常现象，回馈电源要能吸收 k × 7 × 143kW = 400kW 量级的 100Hz 功率摆动，或者在 800V 侧临时加大电容。
5.2 三相全功率
5.3 容量衰减的在线监测
薄膜电容随自愈和老化容量缓慢下降。单元控制器用已知的 100Hz 脉动功率和实测纹波反算电容：C = S·(1 − k)/(ω·V0·ΔVpp)。容量下降 5% 时报警、10% 时将该单元的 k 上调 0.05 作为补偿，并提示维护。1.4mF 下降 10% 到 1.26mF，按 3.2 节 6/7/7 偏移额定工况仍可通过提高 k 保住纹波，但 1.2pu 过载余量会用完，所以 10% 是维护阈值。
5.4 落地顺序
归一化调制和均衡环是必做项，不需要任何硬件改动，第一台样机就要有。中性点偏移与第 11 篇的旁路方案一起验证。穿透前馈放到第三步，它依赖 DAB 在 1.0rad 移相角下长期稳定运行，这一点要先在单元级背靠背台架上把 211kW 峰值功率下的器件结温和 MFT 温升跑出来，再在三相样机上把电容从 2.0mF 换成 1.4mF。
倾佳副总杨茜-力推器件方案
电容砍三成靠的是控制，但控制能走多远由 DAB 在 1.0rad 移相角下的器件电流能力决定。倾佳杨茜团队可以提供按 Vth 与 Rds(on) 分档配对的 2300V 与 1200V 半桥模块样品，配合驱动板做板间延时离散的实测筛选，在单元背靠背台架上协助跑穿透工况下的结温和纹波数据；样机阶段出现单元电压发散或器件过热，我们安排失效分析并把分档数据一起回溯。
倾佳副总杨茜-力推器件方案
